深入剖析电感电流-DCDC 电路中电感的选择

简介

在开关电源的设计中电感的设计为工程师带来的许多的挑战。工程师不仅要选择电感值，还要考虑电感可承受的电流，绕线电阻，机械尺寸等等。本文专注于解释：电感上的DC电流效应。这也会为选择合适的电感提供必要的信息。 理解电感的功能

电感常常被理解为开关电源输出端中的LC滤波电路中的L（C是其中的输出电容）。虽然这样理解是正确的，但是为了理解电感的设计就必须更深入的了解电感的行为。

在降压转换中（Fairchild典型的开关控制器），电感的一端是连接到DC输出电压。另一端通过开关频率切换连接到输入电压或GND。

在状态1过程中，电感会通过（高边 “high-side”）MOSFET连接到输入电压。在状态2过程中，电感连接到GND。由于使用了这类的控制器，可以采用两种方式实现电感接地：通过二极管接地或通过（低边“low-side”）MOSFET接地。如果是后一种方式，转换器就称为“同步（synchronus）”方式。

现在再考虑一下在这两个状态下流过电感的电流是如果变化的。在状态1过程中，电感的一端连接到输入电压，另一端连接到输出电压。对于一个降压转换器，输入电压必须比输出电压高，因此会在电感上形成正向压降。相反，在状态2过程中，原来连接到输入电压的电感一端被连接到地。对于一个降压转换器，输出电压必然为正端，因此会在电感上形成负向的压降。 我们利用电感上电压计算公式：

V=L(dI/dt)

因此，当电感上的电压为正时（状态1），电感上的电流就会增加；当电感上的电压为负时（状态2），电感上的电流就会减小。通过电感的电流如图2所示：

通过上图我们可以看到，流过电感的最大电流为DC电流加开关峰峰电流的一半。上图也称为纹波电流。根据上述的公式，我们可以计算出峰值电流：

其中，ton是状态1的时间，T是开关周期（开关频率的倒数），DC为状态1的占空比。

警告：上面的计算是假设各元器件（MOSFET上的导通压降，电感的导通压降或异步电路中肖特基二极管的正向压降）上的压降对比输入和输出电压是可以忽略的。

如果，器件的下降不可忽略，就要用下列公式作精确计算： 同步转换电路：

异步转换电路：

其中，Rs为感应电阻阻抗加电感绕线电阻的阻。Vf 是肖特基二极管的正向压降。R是Rs加MOSFET导通电阻，R=Rs+Rm。 电感磁芯的饱和度

通 过已经计算的电感峰值电流，我们可以发现电感上产生了什么。很容易会知道，随着通过电感的电流增加，它的电感量会减小。这是由于磁芯材料的物理特性决定 的。电感量会减少多少就很重要了：如果电感量减小很多，转换器就不会正常工作了。当通过电感的电流大到电感实效的程度，此时的电流称为“饱和电流”。这也 是电感的基本参数。 实际上，转换电路中的开关功率电感总会有一个“软”饱和度。要了解这个概念可以观察实际测量的电感Vs DC电流的曲线：

当电流增加到一定程度后，电感量就不会急剧下降了，这就称为“软”饱和特性。如果电流再增加，电感就会损坏了。

注意：电感量下降在很多类的电感中都会存在。例如：toroids，gapped E-cores等。但是，rod core电感就不会有这种变化。

有了这个软饱和的特性，我们就可以知道在所有的转换器中为什么都会规定在DC输出电流下的最小电感量；而且由于纹波电流的变化也不会严重影响电感量。在所有的应用中都希望纹波电流尽量的小，因为它会影响输出电压的纹波。这也就是为什么大家总是很关心DC输出电流下的电感量，而会在Spec中忽略纹波电流下的电感量。

推挽变换器中的变压器设计方法 2008年11月07日 星期五 16:11

一般带中心抽头变压器原边两绕组线圈轮流工作的线路称为推挽线路

(push-pull converter ).它不太适合离线变换器的应用. 因为功率开关集电极应力两倍于Vs,而且主变压器原边利用率也不如半桥,全桥那样高,输出电压随输入电压和负载变化而变化...

然而在低压输入时(28V-60Vdc),推挽电路相对优越.因为任何时候最多只一个开关元件工作,对于输出相同的功率,开关损耗较小,控制方式较多为採用占空比控制...

下面以一个实例来说明初步的设计方法.

DC-DC converter , Vin = 48V(+10%,-12.5%), f = 40kHZ,; Vout = 5v, Iout = 80A .

环境温度 :0-55℃ . 效率: 80% ； 试设计各参数...

step 1 : 输出功率 : Po=Vo*Io=400W; Pin=Po/eff =500W . step 2 : 导通时间Ton : Ton = 0.5 / f = 12.5(us) step 3 : 磁芯截面积 Ae , 根据Ap法来计算

本例core选择为:EE42/42/20 Ae=236mm^2 .

step 4 : 再根据step 2 , 可得: N/V = Ton/ deltaB *Ae = 0.25 (匝/V). 取deltaB=0.21T

则: Vs' =(1.1Vo+Vl)*1.08 = 7.24 , 取二极管压降Vl=1.2V

step 5 : calculate Ns . Ns =Vs' * N/V = 1.81 取整:Ns=2 匝 step 6 : calculate Vs min ; Vin(min)=(48-48*0.125)=42V , Np = Vin(min) * N/V=10.5匝. 取整:Np=11匝.

step 7 : 选择线径与绕组方式

对于大电流输出,副边通常用 copper 片绕制, 原边可由多股线或扁平线绕制... 为使Lk, skin和临近效应尽量小,以使得到最佳 交流电阻/直流电阻 之比,导线截面积的空隙,copper 片的厚薄也很有讲究....

请注意:::: 绕组布置(即层的数目和各绕组如何组成)对于最小漏磁和最低临近效应都产生很大影响 ..总之,低压大电流大功率变换器在设计后还要重视实际的调整工作..因有诸多的不确定因素. 开关电源中电感的设计:

在大部分的开关电路中,电感是用来能量的储存.当控制器件是”on”时,电感是储存能量;当控制器件是”off”时,则电感把能储存的能量传递给负载.其储存的总能量

W = 0.5LI^2 ( 焦耳).

上式中: “L”是电感,单位为: Henrys ;

“I”:通过电感时的 Peak电流,单位:A

通过电感的总电流在开关周期中变化所产生的纹波电流可以用下式来定义: V=L*di/dt 上式中:”V”是通过电感的电压,单位:volt ;

“di” 是 ripple current; “dt” 是开关电压持续的时间. Buck电路转换的考虑:

从Fig 1图中可以看出,电感电流是有AC and DC components组成.因为AC components是很高的频率,它将一直穿过output capacitor.无论是一个Low HF impedance.它降产生纹波电压来应付电容的Equivalent series resistance(ESR). Ripple voltage一般是10-500mVpk-pk.这就需要我们正确的选择 Inductor and output Capacitor.这电容必须要有很高的ripple current rating.如想要在电感和电容尺寸之间权衡的话,建议选择ripple current value范围为:10% to 30%最大负载电流;电感电流为5%-15% Full load… 电感的选择:

当我们在选择Buck converter电感时,其它类型的电感选择类似,需要知道下面的参数:

1) Maximum input voltage 2) output voltage

3) Switching frequency 4) Maximum ripple current 5) Duty cycle

Buck converter如下图二,相关参数为: a) Switching frequency: 200KHZ b) Input voltage range:3.3V+-0.3V

c) Output current/voltage:1.8V/1.5A(at Minumum load of 300mA) 当输入电压为3.6V, duty cycle为: D=Vo/Vi =0.5 --------------- 通过电感的电压为:Vl=Vin-Vout =1.8V.( at the switch is “On” Vl =-Vo=-1.8V( at the switch is “Off”----------- 在此选择Ripple current 为600mA,则Inductance为: L=Vl*di/dt = (1.8*0.5/200*10^3)/0.6 L=7.5Uh --------------- 待续

DC／DC电源变换器的拓扑类型 2008年11月07日 星期五 17:23

常见DC/DC电源变换器的拓扑类型见表1～表3所列。表中给出不同的电路结构，同时也给出相应的电压及电流波形(设相关的 电感电流为连续工作方式)。PWM表示脉宽调制波形，U1为直流输入电压，UDS为功率丌关管S1(MOSFFT)的漏一源极电压。ID1为S1的漏极电 流。IF1为D1的工作电流，U0为输出电压，IL为负载电流。T为周期，t为UO呈高电平(或低电平)的时问，D为占空比，有关系式：D=t/T。 C1、C2均为输入端滤波电容，CO为输出端滤波电容，L1、L2为电感。